【导读】对工程师来说，电流源是不可或缺的器件，有很多人想做一个合用的电流源，而应用开源套件，就只是用一整套的PCB、元件、程序等成套产品，只需要将套件的东西焊接好，调试一下就可以了，这里面的技术含量能有多高呢?本文只从原理出发，指导大家做个人人能掌控的电流源。本文主要就是涉及到模拟部分的内容，而基本不涉及单片机。
加速补偿——校正Aopen
校正Aopen是补偿的最佳方法，简单的Aopen补偿会起到1/F补偿难以达到的效果，但并非解决一切问题。
如果振荡由于po位于0dB线之上造成，可想到的第一办法是去掉po。
去掉极点作用的基本方法是引入零点。
引入零点的最佳位置为Ro，Ro上并联电容Cs可为MOSFET输入端引入一个零点zo。
但Ro是运放内部电阻，无法操作，因此在Ro后添加一只电阻Rs，并将Cs与Rs并联。
如果Rs》Ro，则可基本忽略Ro的作用。
增加Rs和Cs后，会使MOSFET输入端的极点po和零点zo频率分别为：
po=1/2pi(Cs+Cgs)Rs，zo=1/2piCsRs。
如果Cs》Cgs，则原有的极点po=1/2piRoCs由高频段移至低频段，频率由Cs、Cgs和Rs决定，而非Cgs和Ro决定，新引入的零点zo也在低频段并与po基本重合，两者频率差由Cgs与Cs的比例决定，因而很小。
通常Rs=2k-5kOhm，Cs=0.01-0.1uF。
Rs和Cs将原有极点po移至低频段并通过zo去除。像极了chopper运放里通过采样将1/f噪声量化到高频段后滤除。很多不沾边的方法思路都是相通的。
由瞬态方法分析，Cs两端电压不可突变，因此运放输出电压的变化会迅速反应到栅极，即Cs使为Cgs充电的电流相位超前pi/2。因此Cs起到加速电容作用，其补偿称为加速补偿或超前补偿。
很多类似电路里在Rs//Cs之后会串联一只小电阻，约100 Ohm，再稍适调整零点和极点位置，此处不必再加，那个忽略的Ro很合适。
看个范例，Agilent 36xx系列的MOSFET输入级处理，由于PNP内阻很小，至少比运放低得多，因此后面有一只R42=100 Ohm。
在此之前，如果看到C49和R39，恐怕很多坛友会很难理解其作用，然而这也正是体现模拟电路设计水平之处。有人感叹36xx系列电路的复杂，然而内行看门道，其实真正吃功夫的地方恰在几只便宜的0805电阻和电容上，而非那些一眼即可看出的LM399、AD712之类的昂贵元件。
后面两节里还会出现几只类似的元件，合计成本0.20元之内。
本次增加成本：
3.9k Ohm电阻 1只 单价0.01元，合计0.01元
0.1uF/50V电容 1只 单价0.03元，合计0.03元
合计0.04元
合计成本：9.46元
潜在的振荡：运放的高频主极点pH
通过加速补偿，由Cgs造成的极点作用基本消除。
然而，0dB线附近还有一个极点——运放的高频主极点pH。
事实上，就纯粹的运放而言，pH只在0dB线之下不远的位置。与po类似，由于gmRsample的增益作用，pH也有可能浮出0dB线，从而使Aopen与1/F的交点斜率差为40dB/DEC，引起振荡。
pH的位置比po低，因此gmRsample的增益必须更高才能使电路由于pH而产生振荡，然而gmRsample由于datasheet中没有完整参数，实际上只能大致预测而无法精确计算。因此必须采取一定措施避免pH的作用。
如前所述，零点可以矫正极点的作用，但有一个条件，除非将零点/极点频率降得很低或升得很高，使其位于远离1/F的位置。
pH距离0dB线过于近，而且是运放的固有极点，想通过前面类似的方法转移极点位置很不容易。
如果1/F的位置改变，远离pH，就能轻易解决pH的烦恼。然而1/F决定了电路的输出电流，不能随意更改。
但如果1/F的DC值不变而高频有所提升，应该可以——这就是噪声增益补偿。
噪声增益补偿方法来自反向放大器，使用RC串联网络连接在Vin+和Vin-之间。这种方法不建议用在同向放大器，但也不是绝对不可以，只需将RC串联网络的Vin+端接地，并在Rsample上的电压反馈到Vin-之前串联电阻RF即可。
这个电路在功放里很常见，目的是降低DC误差，但不影响高频响应。此处的作用在于为反馈系数F提供一对极点/零点，从而使F的高频响应降低，即1/F的高频响应增强，实质上使F成为一个低通滤波器，对应1/F为高通滤波器。
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F中的极点和零点在1/F中相对应为零点zc和极点pc，zc=1/2pi(RF+Rc)Cc，pc=1/2piRcCc，两者之间的增益差为1+RF/Rc，从而使pc之后的1/F提升了1+RF/Rc，使1/F远离pH。
显然，1+RF/Rc越大，zc和pc频率越低，1/F越远离pH，系统越稳定，但也会出现致命的问题——瞬态性能下降。
如果电流源输入端施加阶跃激励，电流源系统输出端会产生明显的过冲振荡，而后在几个振荡周期后进入稳态。
原因在于阶跃激励使运放迅速动作，MOSFET栅极电压迅速增大，输出电流Io增大，但体现在Rsample上的采样电压IoRsample受到噪声增益补偿网络F的低通作用，向运放隐瞒了IoRsample迅速上升的事实，即反馈到Vin-的电压无法体现运放的输出动作，从而造成超调振荡。
虽然超调振荡不是致命的，由于足够的阻尼作用，它总会进入稳态，但超调造成的输出电流冲击却很容易摧毁脆弱的负载，因此仍然不能容忍。
适可而止，如果1+RF/Rc=2，就给gm的增大提供2倍空间，考虑稍适过补偿原则，1+RF/Rc取3是合理的，对应产生3倍gm变化的电流增量至少需要10倍，足矣。
即使如此，阶跃响应仍有一些很小的过冲，将在后面解决。
直流性能是不受影响的。
实际RF=1k Ohm，Rc=470 Ohm，Cc=0.1uF，zc=1kHz/0dB，pc=3kHz/9.5dB。
(补充：上一节中的Rs=3.9k Ohm，Cs=0.1uF，po=400Hz，zo=400Hz，由于无法编辑，补充于此)
本次增加成本：
1k Ohm电阻 1只 单价0.01元，合计0.01元
470 Ohm电阻 1只 单价0.01元，合计0.01元
0.1uF/50V电容 1只 单价0.03元，合计0.03元
合计0.05元
合计成本：9.51元
避免轻微的超调过冲和常规电压接口
由于噪声增益补偿的问题，电流源在阶跃激励下会有轻微的超调过冲，稍严重一点儿在示波器上能看到逐渐衰减的超调振荡。
虽然不严重，但追求完美即完善细节，尽量做得比对手好一点。
如果电流源看不到陡峭的上升沿，也就不存在这个问题了。
蒙蔽它。只需一个低通滤波器。
恰好正需要一个常规电压接口，0—0.3V估计不是标准的电压，标准电压一般都是2.5V/5V(DAC、基准)或7V(更好的基准)。
电阻分压降压即可，以2.5V为例。
(2.5/0.3)-1=7.33，如果对地电阻R4为3.3k Ohm，水平电阻为24.2k Ohm，其中设置微调R2=5k Ohm + R3=500 Ohm电位器，固定电阻R1取值22k Ohm。
对地电阻并电容C1，获得低通滤波器，转折频率f=1/2piC1(R4//(R1+R2+R3))《zc=1kHz，C1》0.054uF，实际取0.1uF。
R1和R4影响电流源的温度性能，因此必须使用低温漂电阻。
此时Iin的影响就应降至最低。
本次增加成本：
22k Ohm 0.1% 1/4W 25ppmmax金属膜电阻 1只 单价0.50元，合计0.50元。
3.3k Ohm 0.1% 1/4W 25ppmmax金属膜电阻 1只 单价0.50元，合计0.50元。
5k Bouns 10圈精密微调3296电位器 1只 单价2.00元，合计2.00元
500 Ohm Bouns 10圈精密微调3296电位器 1只 单价2.00元，合计2.00元
0.1uF/50V电容 1只 单价0.03元，合计0.03元
合计5.03元
合计成本14.58元
